控壓型DC-DC變換器電流環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì) 2011-05-12 20:40:44來源:互聯(lián)網(wǎng)

---

固定頻率峰值電流模式PWM(Pulse WidthModulation) DC-DC變換器同傳統(tǒng)的電壓模式控制相比，具有瞬態(tài)響應(yīng)好，輸出精度高，帶載能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，因而被廣泛應(yīng)用。作為重要的模擬單元，斜坡補(bǔ)償電路和電流采樣電路是電流模式PWM控制的根基，對電流模式控制中電流環(huán)路的穩(wěn)定性起著重要作用。
1 電路結(jié)構(gòu)
圖1所示是典型峰值電流模式PWM Boost DC-DC控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖。當(dāng)電壓外環(huán)的電壓反饋信號經(jīng)過誤差放大器放大得到的誤差信號VE送至PWM比較器后，將與電流內(nèi)環(huán)的一個變化的、其峰值代表輸出電感電流峰值的三角波或梯形尖角狀合成波信號VE比較，從而得到PWM脈沖關(guān)斷閾值。即：
在(1)式中：第一項(xiàng)為斜坡補(bǔ)償部分，用于保證電流環(huán)路的穩(wěn)定；第二項(xiàng)反映了電感電流的大小，通常由電流采樣電路產(chǎn)生；第三項(xiàng)用于產(chǎn)生一個固定的基礎(chǔ)電平，以為PWM比較器輸入端圖1 典型峰值電流模式PWMBoostDC—DC控制系統(tǒng)框圖提供一個合適的直流工作點(diǎn)。
因此，峰值電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控制PWM脈沖寬度，而是通過控制峰值輸出端的電感電流大小，然后來間接地控制PWM脈沖寬度。
但是，電流模式的結(jié)構(gòu)決定了其應(yīng)用時(shí)存在電流內(nèi)環(huán)在占空比大于50％時(shí)的開環(huán)不穩(wěn)定現(xiàn)象、亞諧波振蕩、非理想的環(huán)路響應(yīng)，以及容易受噪聲影響等幾個固有缺點(diǎn)。針對上述問題，在環(huán)路的補(bǔ)償方式上，除了電壓環(huán)路的RC串聯(lián)補(bǔ)償之外，還必須對電流環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償，以滿足電流環(huán)路的穩(wěn)定性要求。有效的解決方法是采用斜坡補(bǔ)償技術(shù)，并在提高電流采樣精度的同時(shí)降低采樣損耗，以保證電流環(huán)路的穩(wěn)定。
本文利用對振蕩器充放電電容上的電壓作V／I轉(zhuǎn)換來得到穩(wěn)定且斜率易于調(diào)節(jié)的補(bǔ)償斜坡，同時(shí)采用功率SENSEFET作為采樣器件，并結(jié)合設(shè)計(jì)簡潔的V／I變換，使采樣系數(shù)不受溫度和工藝的影響，從而在得到較高精度采樣值的同時(shí)，還減低了損耗。
2 電路原理分析
2．1 斜坡補(bǔ)償
圖2給出了在誤差信號VE上疊加斜坡補(bǔ)償電壓的方法。VE為電壓反饋回路的誤差放大信號，實(shí)線波形為未加擾動的電感電流，虛線為疊加△I0擾動量的電感電流，D為占空比，m1、m2分別為采樣得到的等效電感電流的上升和續(xù)流斜率。
由圖2(a)、(b)可知，若沒有斜坡補(bǔ)償，在下一個周期，該擾動電流為：
而經(jīng)過n個周期后，由△I0引起的電流誤差△In為：
由式(3)可以看出，當(dāng)m2m1，即D>50％時(shí)，電流誤差△In將逐漸放大，從而導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。
圖2(c)是D>50％時(shí)，疊加補(bǔ)償電壓后的電感電流波形。對于該波形，有：
顯然，要使環(huán)路穩(wěn)定，必須使△I1<△Io，即滿足：

結(jié)合(5)和(6)兩個式子可以得到：
由此可見，當(dāng)時(shí)，可在最壞情況下(D=100％，即m2>>m1)滿足系統(tǒng)的開環(huán)穩(wěn)定性要求。
圖1所示的電路同時(shí)給出了在電流反饋電壓上疊加斜坡補(bǔ)償電壓的方法。通過比較分析可知，兩種補(bǔ)償方法在效果上是等效的，但是第二種方法中的電路實(shí)現(xiàn)相對更簡單，因此較為常用。
2．2 電流采樣原理與方法
傳統(tǒng)電流采樣方法是在開關(guān)管的電流通路上串接檢測電阻，這樣不僅降低了DC-DC轉(zhuǎn)換器的效率，而且對于傳統(tǒng)工藝來說，制作這樣的小電阻也很困難。為了彌補(bǔ)這些不足，本文在SENSEFET采樣方法的基礎(chǔ)上，加入了簡潔的V／I變換電路，從而形成了一種結(jié)構(gòu)簡單且精度較高的采樣電路，其電路主體如圖l中的采樣電路所示。其中MM為POWER FET，其寬長比設(shè)計(jì)的非常大，可以減小其導(dǎo)通阻抗(本電路的典型值為150 mΩ)；Ms為SENSE FET；檢測電阻RSEN可利用工作在線性區(qū)MOS管的導(dǎo)通阻抗特性，使其寬長比與Ms相同，因此，導(dǎo)通阻抗與Ms的相等，記為RSEN。為了減小采樣損耗，一般必須使(W／L)MM<<(W／L)Ms。
設(shè)(W／L)Ms：(W／L)MM=n(n的取值一般不低于100)，開關(guān)管電流為IM，則有：
采樣電壓VSEN經(jīng)過簡潔實(shí)用的V／I轉(zhuǎn)換電路后，可將其轉(zhuǎn)換成所需要的采樣電流信號ISEN，然后與斜坡電流信號ISLOPE在R∑進(jìn)行疊加，就可得到所需的電壓V∑。
3 改進(jìn)型電路設(shè)計(jì)
3．1 斜坡產(chǎn)生電路
圖3所示是一種改進(jìn)型斜坡產(chǎn)生電路，圖中，MP5、MP6為匹配的差分對管：Q1、Q2匹配(rCE(Q1)=rCE(Q2)，為負(fù)載管，它們的發(fā)射極面積相等，為Q3的兩倍。負(fù)載管Q1、Q2采用三極管，可在高匹配性的同時(shí)大大減小噪聲影響。在Q2的集電極與基極之間加一個射極輸出的晶體管Q4，可以減小Q2和Q3基極電流對ID(MP6)的分流；而在Q2和Q3的基極與地之間加電阻R4，則可用來提高Q4的β。Vc為片內(nèi)振蕩器充放電電容上的鋸齒波電壓，Vc的變化范圍為V1-V2。其中V2和V1分別為振蕩器充放電的高、低設(shè)定電壓值。