峰值電流模式控制簡稱電流模式控制。它的概念在60年代后期來源于具有原邊電流保護功能的單端自激式反激開關電源。在70年代后期才從學術上作深入地建模研究 。直至80年代初期，第一批電流模式控制PWM集成電路（UC3842、UC3846）的出現(xiàn)使得電流模式控制迅速推廣應用，主要用于單端及推挽電路。近年來，由于大占空比時所必需的同步不失真斜坡補償技術實現(xiàn)上的難度及抗噪聲性能差，電流模式控制面臨著改善性能后的電壓模式控制的挑戰(zhàn)。如圖1所示，誤差電壓信號 Ue 送至PWM比較器后，并不是象電壓模式那樣與振蕩電路產(chǎn)生的固定三角波狀電壓斜坡比較，而是與一個變化的其峰值代表輸出電感電流峰值的三角狀波形或梯形尖角狀合成波形信號UΣ比較，然后得到PWM脈沖關斷時刻。因此(峰值)電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控制PWM脈沖寬度，而是直接控制峰值輸出側(cè)的電感電流大小，然后間接地控制PWM脈沖寬度。

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1. 峰值電流模式控制PWM的優(yōu)點:

①暫態(tài)閉環(huán)響應較快，對輸入電壓的變化和輸出負載的變化的瞬態(tài)響應均快；峰值電流模式控制PWM是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)。電流內(nèi)環(huán)是瞬時快速按照逐個脈沖工作的。功率級是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán)控制此功率級電流源。在該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負責輸出電感的動態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制LC儲能電路。由于這些，峰值電流模式控制PWM具有比起電壓模式控制大得多的帶寬?！?br/>

②雖然電源的L－C濾波電路為二階電路，但增加了電流內(nèi)環(huán)控制后，只有當誤差電壓發(fā)生變化時，才會導致電感電流發(fā)生變化。即誤差電壓決定電感電流上升的程度，進而決定功率開關的占空比。因此，可看作是一個電流源，電感電流與負載電流之間有了一定的約束關系，使電感電流不再是獨立變量，整個反饋電路變成了一階電路，由于反饋信號電路與電壓型相比，減少了一階，因此誤差放大器的控制環(huán)補償網(wǎng)絡得以簡化，穩(wěn)定度得以提高并且改善了頻響，具有更大的增益帶寬乘積。在小信號分析時，這種電路可以忽略電感的存在。因此，在整流器的輸出端，增益和相移是由并聯(lián)的輸出電容和負載電阻確定的。這樣，電路最多只有900相移和20分貝/十倍頻而非40分貝/十倍頻的增益衰減。

③輸入電壓的調(diào)整可與電壓模式控制的輸入電壓前饋技術相妣美；

④簡單自動的磁通平衡功能；

⑤瞬時峰值電流限流功能 ，即內(nèi)在固有的逐個脈沖限流功能；

⑥自動均流并聯(lián)功能。

2峰值電流型控制存在的問題

下面主要討論峰值電流型控制存在的問題及利用斜坡補償克服所存在問題的方法，并給出斜坡補償?shù)膶嵤┓桨浮?/p>

2.1開環(huán)不穩(wěn)定性

在不考慮外環(huán)電壓環(huán)的情況下，當恒頻電流型變換器的占空比大于50％時，就存在內(nèi)環(huán)電流環(huán)工作不穩(wěn)定的問題。然而有些變換器（如雙管正激變換器）它本身工作的脈沖占空比就不能大于50％，因此不存在問題。而有些變換器的脈沖占空比不大于50％時，它的輸入將會受到許多限制，如果在內(nèi)環(huán)加一個斜坡補償信號，則變換器可以在任何脈沖占空比情況下正常工作。下面介紹斜坡補償工作原理。
圖2表示了由誤差電壓Ve控制的電流型變換器的波形，通過一個攏動電流△I加至電感電流IL，當占空比<0.5時，從圖2(a)所示可以看出這個攏動ΔI將隨時間的變化而減小；但當占空比>0.5時，這個攏動將隨時間增加而增加，如圖2（b）所示。這可用數(shù)學表達式表示：

ΔI1=－ΔI0(m2/m1)(1)

進一步可引入斜率為m的斜坡信號，如圖2（c）所示。這個斜坡電壓既可加至電流波形上，也可以從誤差電壓中減去。

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(a) D<0.5 (b)D>0.5 (c)D>0.5并加斜坡補償

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